W-303 - 徳島大学

社団法人 電子情報通信学会
THE INSTITUTE OF ELECTRONICS,
INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS
信学技報
TECHNICAL REPORT OF IEICE.
MATLAB と SPICE を併用した変調回路の周波数領域での解法
ボルテラ級数展開法と調波平衡法
河田 淳治†
山上
喜広††
西尾 芳文††
牛田 明夫†
† 徳島文理大学 工学部
香川県さぬき市志度 1314-1
†† 徳島大学 工学部
徳島県徳島市南常三島町 2-1
E-mail: †{kawata,[email protected], ††{yamagami,[email protected]
あらまし ボルテラ級数展開法は非線形回路の周波数領域での求解法であり,解が解析的な関数で与えられることか
ら,RF 回路や通信回路の解析に広く用いられている。この手法は準線形理論に基づいており,弱非線形系に対しての
み有効である。しかしながら,その解の精度について定量的に議論した文献は見当たらない。一方,調波平衡法(HB
法) は強非線形系にも適用できるが,一般的な電子回路を解析する場合 決定方程式が煩雑になるために 不向きであっ
た。本稿では,HB 法に Spice と MATLAB を併用することによって,電子回路の周波数領域での解析を可能とした。
変調回路の解析に対してボルテラ級数展開法と HB 法を適用し,解の精度について議論すると共に,応用例として 差
動型ミクサ回路を解析する。
キーワード ボルテラ級数展開法,調波平衡法,MATLAB,Spice,変調回路,ミクサ回路
Spice-oriented frequency-domain intermodulation analysis combining
with MATLAB
Comparisons between Volterra series and harmonic balance methods
Junji KAWATA† , Yoshihiro YAMAGAMI†† , Yoshifumi NISHIO†† , and Akio USHIDA†
† Faculty of Eng., Tokushima Bunri University
1314-1 Shido, Sanuki, 769-2193 JAPAN
†† Faculty of Eng., Tokushima University
2-1 Minami-josanjima, Tokushima, 770-8506 JAPAN
E-mail: †{kawata,[email protected], ††{yamagami,[email protected]
Abstract It is very important to analyze RF circuits, mixers and modulators driven by multiple input frequencies.
Volterra series methods are widely used for the frequency-domain analysis of nonlinear circuits, because they give the
solutions in analytical forms. On the other hand, HB (harmonic balance) method is well-known that can be applied
even for relatively strong nonlinear circuits. In this article, we propose a Spice-oriented HB method combining with
MATLAB. Firstly, for the nonlinear devices modeled by the special functions, their characteristics are approximated
by the Taylor series, and the Fourier coefficients to the input and output relations can be calculated by MATLAB
in the symbolic forms. Thus, the determining equation of HB method can be formulated by the equivalent circuit
and/or net-list. It can be efficiently solved by the DC analysis of Spice. Thus, the frequency-domain solutions
such as frequency response curves can be easily obtained by the DC sweep. We found from the examples that,
although Volterra series method can be efficiently applied to weakly nonlinear circuits, it becomes erroneous for
strong nonlinear circuits. On the other hand, our HB method can be stably applied to relatively strong nonlinear
circuits.
Key words Volterra series method, harmonic balance method, MATLAB, Spice,modulator and mixer circuit
—1—
1. ま え が き
非線形電子回路の周波数領域での求解において,周波数応
id = IS exp vd /VT , IS = 10−12 [A], VT = 0.025.
(1)
まず最初に,vd を次のように仮定したとき
ただし Vd0 = 0.5822 (注 2)
vd = Vd0 + Vd cos ωt,
答曲線を求めることは IC や通信回路を設計する上で重要であ
(2)
る。ボルテラ級数展開法は解が解析的な関数で得られるためこ
応答 id を求めフーリエ級数に展開した直接法と,3 次のオー
のような目的に適しており,欧米を中心に広く用いられている
ダのテーラ級数で近似したときの応答の DC, cos ωt, cos 2ωt,
[1-3]。この解析手法は準線形理論に基づいている。この手法で
cos 3ωt 成分を比較してみよう。ただし
は,非線形特性がべき級数で与えられる必要があり,弱非線形
id = k0 + k1 vd + k2 vd2 + k3 vd3 ,
回路の解析に適していると云われている。ボルテラ核の計算は
k0 = 0.0130, k1 = 0.5199, k2 = 10.39, k3 = 138.6
高次になると煩雑になるため,通常,3 次までのオーダが用い
振幅 Vd をパラメータとして変化させた場合の結果が表 1 に示
されている。
られている(注 1)。一方,調波平衡法(HB) は古くから非線形振
(3)
表 1 3 次のテーラ級数と厳密解
動の解析に広く用いられており,多くの興味ある非線形現象を
3 次テーラ近似
厳密解
解明してきた [5-8]。 この解法は規模の大きい電子回路の解析に
Vd
対しては, 1 決定方程式が煩雑になることと, 2 トランジスタ
0.02
0.0151 0.0113 0.0022 0.0003
0.0151 0.0112 0.0021 0.0003
などのモデルが特殊関数を含んでいるために解析的にフーリエ
0.05
0.0295 0.0413 0.0179 0.0055
0.0259 0.0390 0.0130 0.0043
0.07
0.0538 0.0859 0.0469 0.0191
0.0383 0.0720 0.0255 0.0119
0.10
0.1460 0.2542 0.1624 0.0870
0.0647 0.1560 0.0520 0.0347
級数展開ができない等の理由で,一般的な電子回路の解析には
直流
基本
2倍
3倍
直流
基本
2倍
3倍
用いられなかった [9,10]。そのため反復解法に基づく数値的な
我々は古典的な HB 法が任意の非線形素子をもつ回路に適用で
表 1 より,入力振幅 Vd が小さい場合には誤差は小さいが,振
幅の増加と共に急速に誤差が大きくなることが分かった。たと
えば,Vd = 0.1 に対する 3 次近似の基本調波の誤差は 63 パー
セントである。そこで,精度を上げるために,テーラ近似の次
数を 5 次,7 次と上げたときの結果が表 2 に示されている。
きるように,フーリエ変換器なるものを Spice の ABM(アナ
表 2 テーラ級数の次数と厳密解 (Vd = 0.1)
手法が多く開発されている [11-14]。これらはある指定した入力
に対して,正確な定常振動波形を求めることはできるが,周波
数応答曲線のような大域的な特性解析には有効でない。そこで,
直流成分
基本調波
2 倍調波
3 倍調波
解析を可能にした [15-16]。しかしながらこの方法では,2 つの
厳密解
0.1459
0.2538
0.1670
0.0870
3 次近似
0.0646
0.1559
0.0519
0.0347
異なる周波数成分を持つ回路に対しては,フーリエ変換器の構
5 次近似
0.1162
0.2250
0.1216
0.0696
成が煩雑となり,演算時間等の問題があることが分かった。そ
7 次近似
0.1397
0.2483
0.1559
0.0832
ログビヘービア モデル)を用いて開発し,調波平衡法に基づく
こで,本稿では,非線形特性をテーラ級数で近似し,MATLAB
テーラ級数の次数を上げることにより厳密解に近づいており,
を用いて入出力関係をシンボリックな形でフーリエ級数に展開
Vd = 0.1 に対しては 7 次まで考慮すれば十分であることが分
し [17],ネットリストとして調波成分ごとに Spice に取り込み,
かる。
HB 法を用いて解析する手法を提案する。この HB 法では決定
2. 2 ボルテラ級数展開法
方程式がネットリストとして与えられ,Spice の直流解析で周
ボルテラ級数展開法を理解するために,2 つの異なった周波
波数応答曲線を容易に得ることができるため,記号解析と同様
数成分をもつ入力で駆動される図 1 の回路について考えてみよ
な性質を持っている。この場合,トランジスタなどをあらかじ
う [3]。
めモジュール化し,ライブラリに登録しておくことによって,
iG
容易に汎用化できる。
本解法の有効性を調べるために,ボルテラ級数法との精度の
vin1(ω 1 t)
Linear
vin2 (ω 2 t)
Network
比較をベース変調回路について行った。応用例として,差動型
+
vG
-
v(t)
図 1 2 つの入力を持つ非線形回路
のミクサ回路を解析した。いずれの回路に対しても周波数応答
曲線が安定に追跡できることが分かった。なお,上述の各種解
ただし,非線形特性は (3) の 3 次のべき級数で与えられるもの
法の特長を比較したものが,付録にまとめられている。
とする。ここで,複素周波数 “s” の領域でボルテラ核を求め
2. ボルテラ級数展開法と調波平衡法の比較
ることにする(注 3)。1 次のボルテラ核は線形増分回路である図
2(a) における “r = 1/k1 ” の出力電圧に等しい [3]。すなわち,
2. 1 非線形素子のテーラ級数近似
2 入力電源に対してはステップ入力 U1 (s), U2 (s) と置き,これ
ここでは,非線形素子をテーラ級数によって近似するとき,
らの応答 H11 (s), H12 (s) を用いて 1 次のボルテラ核は次のよ
何次のオーダまで採用すれば良いかについて考える。バイポー
うに書かれる。
ラトランジスタは 2 個のダイオードと従属電流源からなるエ
H1k (s) = H11 (s) + H12 (s)
(4)
バース・モルモデルによってよくモデリングされるため,次の
ような特性 (id , vd ) を持つダイオードについて議論する。
(注 2):これはあとに出てくるベース変調回路の動作点電圧である。
(注 3):ボルテラ級数展開は次数を幾らでも高くすることは可能であるが,次数
(注 1):ボルテラ級数展開法の結果は漸近的解法に等しいことが証明されている
[4]
を高くするとボルテラ核が複雑化する。このため通常,3 次までが用いられてい
る。
—2—
ここで,H11 (s), H12 (s) は それぞれ入力 vin1 (ω1 t), vin2 (ωt)
に対応していることに注意されたい。
I2N (±jω1 , ±jω2 ) = k2 ((H11 (±jω1 ) + H12 (±jω2 ))
× ((H11 (±jω1 ) + H12 (±jω2 ))
2 次のボルテラ核は (3) と (4) から求められる 2 次のオーダ
の電流 I2N を求めることから始まる。すなわち,
I2N (s1 , s2 ) = k2 H1k (s1 )H1k (s2 )
(12)
= k2 [H11 (jω1 )H11 (jω1 ) + H11 (jω1 )H11 (−jω1 )
+H12 (jω2 )H11 (jω2 ) + H12 (jω2 )H11 (−jω2 )
(5)
+2H11 (jω1 )H12 (jω2 ) + 2H11 (jω1 )H12 (−jω2 )]
このとき,線形抵抗 “r” から左側をみたアドミッタンスを Y (s)
ここで,第 1 項が 2ω1 成分,第 3 項が 2ω2 成分,第 2,4 項が
とすると,2 次のボルテラ核 H2k (s1 , s2 ) は
直流成分,第 5 項が ω1 + ω2 成分,第 6 項が |ω1 − ω2 | 成分に
Y (s1 + s2 )H2k (s1 , s2 ) = −I2N (s1 , s2 )
(6)
の解として求まる。
3 次のボルテラ核も同様にして,3 次のオーダの電流を求め
I3N (s1 , s2 , s3 ) = k3 H1k (s1 )H1k (s2 )H1k (s3 ) +
2
3 k2
[H1k (s1 )
×H2k (s2 , s3 ) + H1k (s2 )H2k (s1 , s3 ) + H1k (s3 )H2k (s1 , s2 )]
(7)
これを用いて 3 次のボルテラ核 H3k (s1 , s2 , s3 ) が次式から求め
られる。
Y (s1 + s2 + s3 )H3k (s1 , s2 , s3 ) = −I3N (s1 , s2 , s3 ).
U1(s)
Linear
r
Network
+
H11(s)
−
Linear
r
Network
(b) 2nd order
(8)
+
H2k(s1 ,s2 )
−
I 2N (s 1 ,s2 )
対応している。この電流を (6) の右辺に代入することで,対応
する周波数成分の核が求まる。3 次のボルテラ核についても同
様である。このようにして,表 3 が得られる。これらの計算は
MATLAB を用いることにより容易に計算される [17]。
2. 3 Spice による非線形電子回路の調波平衡法
ここでは,Spice と MATLAB を併用した調波平衡法(HB)
の解析手法について述べる。まず,代表的な非線形素子の一つ
であるバイポーラトランジスタの HB モジュールを導出して
みよう。エバース・モル モデルでは,ベース・エミッタ間電圧
VBE ,ベース・コレクタ間電圧 VBC によって,コレクタ電流
iC ,ベース電流 iB ,エミッタ電流 iE はそれぞれ次のように与
えられる。


iC = IS (αF exp(VBE /VT ) − exp(VBC /VT ))
iB = IS ((1−αF ) exp(VBE /VT )+(1−αR ) exp(VBC /VT ))

iE = −IS (exp(VBE /VT ) + αR exp(VBC /VT ))
Linear
r
Network
U2(s)
+
H12(s)
−
Linear
Network
(c) 3rd order
(a) 1st order
+
H3k(s 1 ,s 2 ,s3 )
−
I3N (s1 ,s2 ,s 3 )
r
以下では次のような値を用いる。
IS = 10−12 [A], VT = 0.026[V], αF = 0.99, αR = 0.3
ここで,与えられた回路が 2 つの入力 (10) で駆動されるもの
図 2 ボルテラ核の計算
とし,2 つの周波数の干渉によって生ずる周波数成分の内,次
このようにして,複素周波数領域での解は次のように書ける。
Hout (s1 , s2 , s3 ) = H1k (s1 ) + H2k (s1 , s2 ) + H3k (s1 , s2 , s3 ). (9)
のような 13 個の周波数成分を考慮する。
DC, ω1 , ω2 , 2ω1 , 2ω2 , 3ω1 , 3ω2
ω1 + ω2 , |ω1 − ω2 |, 2ω1 + ω2 , |2ω1 − ω2 |
ここで,次の 2 入力に対する周波数領域での解を求めると,周
波数成分ごとに表 3 のようになる。
vin1 (t) = A1 sin ω1 t,
(10)
| 12 A21 H2k (jω1 , −jω1 ) +
ω1
|A1 H1k (jω1 ) +
ω2
ω1 + ω2
|ω1 − ω2 |
| 12 A22 H2k (jω2 , jω2 )|
2ω1 + ω2
|2ω1 − ω2 |
ω1 + 2ω2
|ω1 − 2ω2 |
3ω1
3ω2
を形式的に動作点 Vd0 における 3 次のテーラ級数で近似する。
id = k0 (Vd0 ) + k1 (Vd0 )vd + k2 (Vd0 )vd2 + k3 (Vd0 )vd3
のように仮定する。
K
vd (t) = Vd0 +
k=1
K
id (t) = Id0 +
| 34 A21 A2 H3k (jω1 , jω1 , jω2 )|
| 34 A21 A2 H3k (jω1 , jω1 , −jω2 )|
| 34 A1 A22 H3k (jω1 , jω2 , jω2 )|
| 34 A1 A22 H3k (jω1 , −jω2 , −jω2 )|
| 14 A31 H3k (jω1 , jω1 , jω1 )|
| 14 A32 H3k (jω2 , jω2 , jω2 )|



(Vd,2k−1 cos νk t+Vd,2k sin νk t) 




{Id,2k−1 cos νk t+Id,2k sin νk t) 


, (16)
k=1
次に,式 (16) の第 1 式を (15) に代入し,フーリエ級数 id を
MATLAB によりシンボリック形式で求める。このとき生ずる
係数の掛け算の総数は
1 + 25 + 252 + 253 = 16276.
このとき,核の計算は
si = {±jω1 , ±jω2 }, i = 1, 2, 3
(15)
式 (14) の干渉周波数に対して,ダイオードの入出力関係を次
|A1 A2 H2k (jω1 , −jω2 )|
2ω2
(14)
しているので,バイポーラトランジスタの HB モジュールはダ
|A1 A2 H2k (jω1 , jω2 )|
| 12 A21 H2k (jω1 , jω1 )|
.
こで,ダイオード HB モジュールを導出する。ダイオード特性
1 2
2 A2 H2k (jω2 , −jω2 )|
2
3
2 A1 A2 H3k (jω1 , jω2 , −jω2 )
3 3
+ 4 A1 H3k (jω1 , jω1 , −jω1 )|
|A2 H1k (jω2 ) + 32 A21 A2 H3k (jω1 , −jω1 , jω2 )
+ 34 A32 H3k (jω2 , jω2 , −jω2 )|
2ω1


イオードの HB モジュールを用いて構成することができる。そ
振幅
DC
ω1 + 2ω2 , |ω1 − 2ω2 |



エバース・モル モデルは (13) のようにダイオード特性を利用
vin2 (t) = A2 sin ω2 t
表 3 周波数領域での出力電圧 [3]
周波数
(13)
(17)
と膨大な数となる。これらの中から (14) に相当する周波数成
(11)
分を選び出して Spice のネットリストを作成し,モジュール化
と置くことによって求められる。ただし,式 (5) の計算には (4)
すると図 3 が得られる。これを用いて,バイポーラトランジ
を用いて
スタの HB モジュールを容易に作成することができる。このモ
—3—
ジュールをライブラリに登録しておくと便利である。
C
Vd0
Vd1 cosν1 t
Vd2 sinν 1t
id
Diode HB
R
L
C0
Vout
Q
E
e (t)
1
model
e (t)
α F Id
C0
R1
Id0
I d1 cosν1 t
I d2 sinν 1t
R2
V1 (jω 1 )
Id
V2 (jω 2)
g
+
d
C
R
L Vout
-
2
+
-
vd
I d2K sinνKt
Vd2K sinνKt
(a)
(a)
(b)
図 3 (a) ダイオードモデル,(b) ダイオードの HB モジュール
また,LCR 素子に対しては
iC =
vL =
C vdtC ,
L
L idt
,
vR = RiR ,
2.5
[V]



vC = V1 cos νk t + V2 sin νk t
iL = I1 cos νk t + I2 sin νk t
iR = IR1 cos νk t + IR2 sin νk t


ω1 component
(18)
IC2
VL2 = −νk LI1
VR1 = RIR1 ,
VR2 = RIR2
|ω1 −ω2 |component
Cosine component
Inductor
vL
0.0


Capacitor
5
10
15
|2ω1 −ω2 |component
Sine component
V L1
20
(c)
25
6
[x10 rad/s]
30
(c) ボルテラ級数展開法によるベース変調回路特性
Intermodulation phenomena
1.6
ω 2 component
1.2
ω1 component
I2
0.8
V L2
2ω1 component
V L2 = −νkLI 1
V L1 = νk LI 2
0.4
|ω1 −ω2 |component
ω1 +ω component
2
iC
0
vC
V1
I C1
C
V2
I C2
0
5
10
| 2ω1 −ω2 | component
15
20
(d)
I C1= νk CV2
Resistor
0
(19)
[V]
I1
L
2ω1 component ω1 +ω2 component
0.5
となり,電流制御電圧源,電圧制御電流源を用いて実現される。
iL
ω 2 component
1.5
1.0

= −νk CV1 

VL1 = νk LI2 ,
Intermodulation phenomena
(Volterra)
2.0
なる関係から Sine-Cosine 変換 [15,16] をすると
IC1 = νk CV2 ,
(b)
図 5 (a) ベース変調回路, (b) 1次のボルテラ級数の回路
R1 = 50[kΩ], R2 = 10[kΩ], R = 0.2[kΩ]
C = 1[nF], C0 = 1[nF], C0 = 1[nF], L = 10[µF], E = 10[V]
v1 = 0.02 sin ω1 t, v2 = 0.02 sin ω2 t, for ω2 = 8.2 × 106 [rad/sec]
iR
vR
R
[V]
4.0
IR2
VR2
R
(d) 調波平衡法によるベース変調回路特性
I C2 = − νk CV1
I R1
VR1
25
30
6
[x10 rad/s]
Steady-state waveform
R
2.0
VR1 =RI R1
VR2 =RI R2
0.0
図 4 LCR 素子の Sine-Cosine 変換
-2.0
非線形素子のモジュールと共に上のような LCR の Sine-Cosine
変換によって構成される等価回路のネットリストは調波平衡法
の決定方程式に等しく,Spice の DC 解析により解析される。
2. 4 ボルテラ級数展開法と調波平衡法の比較
ここでは,図 5(a) に示された簡単なベース変調回路を考え
よう [18]。バイポーラトランジスタにはエバース・モルモデル
を用い,ダイオードの特性は 3 次のテーラ級数で近似する。ま
た,ボルテラ級数展開法の次数も 3 次のオーダとする。
-4.0
10
12
14
16
18
[µs]
20
(e) 定常振動波形 ω1 = 107 [rad/sec], ω2 = 8.2 × 106 [rad/sec]
2.4.2 HB 法の場合 トランジスタをエバース・モルでモデリ
ングし,3 次のテーラ級数
iBC = IBC,0 (VBC,0 )+IBC,1 (VBC,0 )vBC
2
3
+IBC,2 (VBC,0 )vBC
+IBC,3 (VBC,0 )vBC
iBE = IBE,0 (VBE,0 )+IBE,1 (VBE,0 )vBE
2
3
+IBE,2 (VBE,0 )vBE
+IBE,3 (VBE,0 )vBE





(22)
2.4.1 ボルテラの場合 まず 動作点を求め,テーラ級数
に展開して,この入出力関係を HB モジュール化し,これを用
に 展 開 す る 必 要 が あ る 。図 5(a) の 回 路 に 対 し て は 動 作 点
いて同一パラメータに対する周波数応答を求めたものが図 5(d)
vd0 = 0.5822[V] が得られ,このときの 3 次のテーラ級数は
に示されている。全体的な特性はよく似ているが,HB 法の方
id = 0.0130 + 0.52vd +
10.40vd2
+
138.60vd3 .
(20)
このようにして,係数が次のように与えられる
。
k1 = 0.52(= gd ), k2 = 10.40, k3 = 138.60
(21)
2.3 節の手法を用いて 3 次までのボルテラ核を求め,表 3 の結
果を利用し,MATLAB によって周波数領域での応答を求める
と図 5(c) の周波数応答曲線が得られた。
(注 4):この回路の場合,ベース・コレクタ間電圧は VBC < 0 であるから,
IS exp(VBC /VT ) = 0 とした。
が振幅が小さくなっていることと,ω2 成分はボルテラ法ではほ
ぼ一定であるのに対して,HB 法では変化している。このとき
(注 4)
の,演算時間は 78.38[sec] であった。次に,トランジスタに直
接エバース・モル モデルを適用し,過渡解析により LCR タン
ク回路の電位差波形を計算したものが図 5(e) に示されている。
2.4.3 誤差比較 入力信号の振幅を変化させた場合の ω1 と ω2
成分を,ボルテラ級数展開法と HB 法により求めて誤差評価を
行う(表 4)。ここで,ボルテラ法は直流動作点において,ダ
イオード特性を 3 次のテーラ級数で近似した。一方,HB 法で
は 全体の回路から求まった動作点を用いた。すなわち,この直
—4—
流動作点の値は調波解析における他の調波成分にも関係するこ
とに注意しよう。過渡解析では,トランジスタモデルとしてエ
バース・モル モデルを用いている。
+
v
表 4 ω1 と ω2 の出力振幅の比較
(ω1 = 107 [rad/s], ω2 = 8.2 × 106 [rad/s])
HB 法
ボルテラ
R
CC
L
Q
Q
1
2
過渡解
V1 = V2
ω1
ω2
ω1
ω2
ω1
ω2
0.01
0.950
0.693
0.929
0.691
0.913
0.698
0.02
2.20
1.41
1.72
1.31
1.68
1.29
0.03
3.91
2.32
2.50
1.92
2.17
1.72
0.04
6.25
3.35
3.35
2.59
2.50
2.11
0.05
9.80
4.55
4.31
3.34
2.75
2.38
v1 (t)
Q
3
v 2 (t)
R2
V
V
1
ここで,過渡解析の結果は (13) の特性を用いたので真値と見
なすことができる。振幅の小さい V1 = V2 = 0.01 では,いず
れの結果もほぼ等しいが,入力振幅が大きくなると,真値から
1
[V]
が目立つ。HB 法は真値に近いが,これも入力振幅の増加と共
0.4
に誤差が増加している。これらには 2 つの要因が考えられる。
0.2
ない。
ω component
1
Intermodulation phenomena
[ω2 =57x106 rad/s]
ω1 +ω2 component[x20]
|ω1 −ω2 | component[x20]
0
3
級数を高次まで採用する必要がある。しかし,ボルテラ級数展
開法では 3 次以上は難しいので精度を上げることは期待でき
ω 2 component
0.8
大きく異なっている。特に,ボルテラ級数展開法の誤差の増加
( 1 ) 2.1 節で示したように,振幅が大きくなると,テーラ
2
図 6 (a) ミクサ回路 R2 = 10[kΩ], R = 100[Ω], L = 10[µH],
VCC = 10[V], V1 = −10[V], V2 = −5[V]
0.6
4
5
6
(b)
7
8
9
10
ω1 [x107 rad/s]
(b) 周波数応答 C = 1[pF], v1 = 0.002 sin ω1 t, v2 = 0.2 sin 57×106 t.
3.0
[V]
Output waveform
2.0
( 2 ) 解法の違いから生ずるもので,準線形法に基づくボル
テラ法と,考慮する周波数成分を総合的に取り扱う HB 法の違
いが考えられ,HB 法がより厳密解に近いのは当然である。
3. 応 用 例
i d = IS e
λvd
,
for IS = 10
1.0
0.0
-1.0
-2.0
ここでは,3 つトランジスタから構成された図 6(a) の差動型
ミクサ回路 [18] を解析してみよう。ただし,変調回路として使
用する場合には, v1 (t) が搬送信号,v2 (t) が入力信号に相当
し,さらに LC 共振周波数は搬送信号に等しく選ばれる。さて,
トランジスタをエバース・モルモデル (13) を用いてモデリング
を行い,
−12
[A], λ = 40, α = 0.99
(23)
形式的なテーラ級数で次のように近似する。
id
V
out C
2
-3.0
20
21
22
24
23
(c)
[µsec]
25
(c) 定常振動波形 v1 (t) = 0.002 sin 50 × 106 t, v2 (t) = 0.2 sin 57 × 106 t
4
[V]
Intermodulation phenomena
6
ω2=0.2[x10 rad/s]
3
ω 1 component
2
ω1 +ω2 component[x20]
1
| ω1−ω2 | component[x20]
3
k0 (vd0 ) + k1 (vd0 )v + k2 (vd0 )v + k3 (vd0 )v , vd = vd0 + v
(24)
ここで,式 (14) で示された,13 個の干渉周波数を考慮し,MATLAB を用いてシンボリック形式でフーリエ級数に展開し,ト
ランジスタの HB モジュール化を行う。このモジュールと LC
素子の Sine-Cosine 変換(図 4)を用いて,調波成分ごとに等
価回路を作成する。このとき,これら部分回路は従属電源を用
いて互いに結合されていることに注意しよう。これらは Spice
の直流解析によって解析される。図 6(b) に求めた周波数応答
曲線を示す。ここで,ω2 = 57 × 106 [rad/s] に固定し,ω1 を連
続的に変化させた。次に ω1 = 50 × 106 [rad/s] における,出力
波形を図 6(c) に示す。エバース・モル モデルを使用して過渡
解析したものと,HB 法を比較したところ,次のような結果が
得られた。
Vout,1 = 0.7919[V] (HB) V1 = 0.8311[V] (Tran. + DFT)
Vout,2 = 0.9603[V] (HB) V2 = 0.9585[V] (Trans. + DFT)
ω1 = 50 × 106 [rad/s], ω2 = 57 × 106 [rad/s]



両結果はほぼ一致している。一方,干渉波成分 (ω1 + ω2 ) と
(|ω1 − ω2 |) は十分小さく,ω1 = ω = 57 × 106 [rad/s] のとこ
ω2 component[x20]
0
4
6
8
10
12
14
(d)
16
18
20
ω1 [x10 6 rad/s]
(d) 変調回路の周波数応答
C = 1[nF], v1 = 0.001 sin ω1 t, v2 = 0.1 sin 0.2×106 t.
[V]
4.0
2.0
0.0
-2.0
-4.0
10
12
14
(e)
16
18
20
[µsec]
7
(e) 定常波形 v1 (t) = 0.001 sin 10 t, v2 (t) = 0.1 sin 0.2 × 106 t
次に,図 6(a) を変調回路として考えることにする。このと
き,RLC の共振周波数は 107 [rad/s] であり,搬送周波数 ω1 ま
たは,ω2 を 107 [rad/s] と設定する必要がある。他方は入力信
号であり,低い周波数に設定される。この周波数応答が図 6(d)
に示されている。過渡解析からの結果と我々の HB 法を比較す
ると次のようになる。
ろで,|ω1 − ω| 成分が零となっている。この場合の演算時間は
102.05[s] であった。
—5—
Vout,1 = 3.987[V] (HB) V1 = 4.218[V] (Tran. + DFT)
Vout,2 = 0.307[V] (HB) V2 = 0.337[V] (Tran. + DFT)
ω1 = 107 [rad/s], ω2 = 0.2 × 106 [rad/s]


[10]
A.S.Sedra and K.C.Smith, Microelectronic Circuits, Oxford

[11]
R.Telichevesky, K.S.Kundert and J.K.White, “Efficient steady-
Univ. Press, 2004.
state analysis based on matrix-free Krylov-subspace methods,”
いずれの結果もほぼ一致している(注 5)。計算時間は 209.30[s]
ACM, pp.480-485, 1995.
[12]
であった。
K.S.Kundert, J.K.White and A.Sangiovanni-Vincentelle, SteadyState methods for simulating Analog and Microwave Circuits,
4. む す び
Kluwe Academic, Pub. 1990.
本稿では,ボルテラ級数展開法と Spice と MATLAB を併用
[13]
“Analysis of communication circuits based on multidimensional
した HB 法の比較を変調回路とミクサ回路について行った。そ
Fourier transformation,” IEEE Trans. Comput.-Aided Des.
れらをまとめると次のようになる。
( 1 ) ボルテラ級数展開法は記述関数的解析手法であるが,
Interg. Circuits Syst., vol.18, pp.1165-1177, 1999.
[14]
HB 法もフーリエ級数展開が MATLAB によって行われ,この
シンボリック形式を用いて,決定方程式が等価回路で与えられ
ると云う意味で数値解析的と云うより記述関数法に近い。また,
A.Ushida,T.Adachi and L.O.Chua, “Steady-state response of
nonlinear circuitsbased on hybrid method,” IEEE Trans. on
Circuits and Systems-I, vol.39, pp.649-661, 1992.
[15]
A.Ushida, Y.Yamagami and Y.Nishio, “Frequency responses
of nonlinear networks using curve tracing algorithm,”ISCAS
いずれの方法も非線形特性はべき級数で表す必要がある。ただ
し,ボルテラの場合には動作点があらかじめ与えられる必要が
Y.Yamagami,Y.Nishio, A.Ushida, M.Takahashi and K.Ogawa,
2002, vol.I, pp.641-644, 2002.
[16]
J.Kawata, Y.Taniguchi, M.Oda,Y.Yamagami and Y.Nishio and
A.Ushida “ Spice-oriented frequencydomain analysis of nonlin-
あるが,HB 法では形式的なテーラ級数展開法を用いるため,
ear electronic circuits,” IEICE Trans. Fundamentals, vol.E90-
その必要はない。
A, pp.406-410, 2007.
( 2 ) ボルテラ級数展開法は MATLAB を用いて,効率よく
[17]
大石進一、MATLAB による数値計算、培風館、2004.
計算されるが,オーダが 3 次以上になると計算式が煩雑になり,
[18]
K.K.Clarke and D.T.Hess, Communication Circuits: Analysis
これ以上のオーダで計算した文献は見当たらない。
[19]
R.Telichevesky and K.Kundert, SpectreRF Primer, Cadence
( 3 ) HB 法でのフーリエ級数への展開は MATLAB によっ
てシンボリックに行われ,この結果をネットリストとしてライ
ブラリに登録しておけば便利である。しかしながら,登録可能
なフーリエ級数の項数は用いる Spice に依存するようである。
( 4 ) 過渡解析(厳密解)との比較ではボルテラ級数展開法
よりも,HB 法の方が誤差の点では優れているようだ。
2.1 節に述べたように,非線形素子のテーラ級数展開の次数が
解の精度に大きく影響しているようである。そこで,今後の課
題として,高次オーダのテーラ級数にフーリエ級数展開を適用
する HB 法を開発したい。
文
[1]
献
M.Schetzen, The Volterra and Wiener Theorems of Nonlinear
Systems, John Wiley and Sons, 1978.
[2]
J.Wood and D.E.Root, Fundamentals of Nonlinear Behavioral
Modeling for RF and Microwave Design, Artech House, 2005.
[3]
P.Wambacq and W.Sansen, Distortion Analysis of Analog Integrated Circuits, Kluwer Academic Pub., 1998.
[4]
B.J.Leon and D.J.Shaefer, “Volterra series and Picard iteration
for nonlinear circuits and systems,” IEEE Trans. Circuits and
Systems, vol.25, pp.789-793, 1978.
[5]
C.Hayashi,
Nonlinear Oscillations in Physical Systems,
McGraw-Hill, 1964.
[6]
Y.Ueda, The Road to Chaos-II, Aerial Press. Inc., 2001.
[7]
R.J.Gilmore and M.B.Steer, “Nonlinear circuit analysis using
the method of harmonic balance-A review of the Art. Part I. Introductory concepts,” Int. Jour. of Microwave and MillimeterWave Computer-Aided Eng. vol.1, pp.22-37, 1991.
[8]
R.J.Gilmore and M.B.Steer, “Nonlinear circuit analysis using
and Design, Addison-Wesley Pub. Co., 1971.
Design Systems, San Jose, California, 1996.
付
録
1. 各種周波数領域での求解法の比較
ここでは,次の項目について比較してみる。
1 非線形素子特性の関数, 2 非線形性の強さ, 3 解析原理, 4
解の精度, 5 多入力回路への対応, 6 複数解が存在する場合の
求解の可能性, 7 その他特長・欠点
( 1 ) ボルテラ級数展開法 [1-3] 1 べき級数, 2 弱非線形系,
3 記述関数, 4 強非線形系では誤差が大(3 次のオーダまで),
5 簡単, 6 不可能, 7 MATLAB を用いて容易に解析できる。
( 2 ) HB0 法 [15-16] 1 任意, 2 非線形性が強くなると,
等価回路の規模が大きくなる, 3 Spice, 4 よい, 5 煩雑化す
る, 6 可能, 7 非線形性が強くても解が安定に求められる。
( 3 ) 本 HB 法 1 べき級数, 2 非線形性が強くなると,等
価回路の規模が大きくなる, 3 Spice, 4 よい, 5 簡単, 6 可
能, 7 非線形性が強くても解が安定に求められる。
( 4 ) 数値解析的手法 [11-13] 1 任意, 2 任意, 3 FFT,ニ
ュートン反復法, 4 高精度, 5 煩雑化し,演算効率悪い, 6 不
可能, 7 周波数応答曲線の求解には適さない。
( 5 ) 緩和法 [13] 1 任意, 2 任意, 3 FFT,回路分割,緩
和反復法, 4 高精度, 5 煩雑化し,演算効率悪い, 6 不可能,
7 周波数応答曲線の求解には適さない。
( 6 ) SpectreRF[19] 1 任意, 2 任意, 3 時間領域での解
the method of harmonic balance-A review of the Art. Part II.
法, 4 高精度, 5 煩雑化し,演算効率悪い, 6 不可能, 7 周波
Advanced concepts,” Int. Jour. of Microwave and Millimeter-
数応答曲線の求解には適さない。
Wave Computer-Aided Eng. vol.1, pp.159-180, 1991.
[9]
牛田明夫、田中衛、電子回路シミュレーション、コロナ社、2003.
(注 5):これらの誤差はトランジスタのテーラ級数近似から生じているものと考
えられる。
—6—